對于絕大多數數據采集系統而言，其采集對象一般都為大信號，即有用信號的幅值遠遠大于噪聲，然而在一些特殊的場合，采集到的信號往往很微弱，并且常常被隨機噪聲所淹沒。這種情況下，僅僅采用放大器和濾渡器無法有效的檢測出微弱有用信號。本系統硬件電路針對溶解氧傳感器輸出的微弱低頻電流信號，利用儀表放大器有效抑制共模噪聲，通過ARM處理器的數字相關算法優化，保證采集系統的精度要求。
由于確定信號在不同時刻取值具有很強的相關性，而噪聲一般都是隨機信號，不同時刻其相關性較差。相關檢測技術就是基于信號與噪聲統計學的特點，充分利用它們的相關性，從而實現微弱信號的提取和降噪的目的。針對被淹沒在噪聲中的信號，采用數字相關檢測算法可以排除噪聲。
本系統采用三星(Sam Sung)公司的ARM7微控制器芯片S3C4510B，這是整個系統的核心，由它控制數據的采集和處理。該模塊由以下3個功能：
1)起動AD，控制數據的存儲和傳輸；
2)實現數據處理的算法；
3)負責與上位機進行通訊。
S3C4510B芯片是高性價比的16/32位RSIC微控制器，非常適合低功耗的場合。本系統采用S3C4510B作為處理器，通過外部中斷讀取ADC數據，并實現基于數字相關的算法。
1 基于數字相關檢測的算法
微弱信號檢測的主要目的就是從被噪聲淹沒的信號中提取有用信號。目前常用的檢測方法有頻域信號相干檢測、時域信號積累平均、離散信號計數技術、并行檢測方法。其中頻域信號信號相干檢測是常用的一種方法。
傳統的相干檢測方法是將信號通過前置低通濾波器濾波之后，再通過鎖定模擬放大器(LIA)和參考通道信號完成相關運算。利用信號和噪聲不相關的特點，采用互相關檢測原理來實現淹沒在噪聲背景下的微弱信號的提取。雖然LIA速度快，但也存在溫度漂移、噪聲、價格昂貴、體積較大等一些缺點、不適合小型化集成系統。如果把相關運算轉換成功率譜計算，就完全可以利用數字相關運算來代替LIA，從而克服模擬鎖定放大器的缺點。根據維納-辛欽定理，功率信號的自相關函數和其功率譜是一對傅里葉變換，因此可將LIA中的相關運算轉換為功率譜計算，采用軟件來實現相關運算，就可以用數學電路代替模擬模擬鎖定放大器。
1．1 檢測原理
設被測信號x(n)由有用信號s(n)和噪聲η(n)組成：
x(n)=s(n)+η(n) (1)
x(n)的自相關函數為：
Rxx(m)=Rss(m)+Rsη(m)+Rηη(m) (2)
式中Rss(m)——s(n)的自相關函數；Rsη——s(n)與η(n)的互相關函數；Rηs(m)——η(n)與s(n)的互相關函數；Rηη(m)——η(n)的自相關函數。
由于噪聲服從正態分布且不含周期分量，因此Rsη=0，Rηs=0，并隨著m的增大Rηη(m)趨于0，所以Rxx(m)≈Rs(m)，故而Rxx(m)可簡記為R(m)。
根據維納-辛欽定理，功率信號的自相關函數和其功率譜是一對傅里葉變換，因此可用快速傅里葉變換(FFT)來計算自相關函數。然而在實際中x(n)只有N個觀察值，故求出的Rs(m)是自相關的一個估計值。用FFT計算自相關時，x(n)須補N-1個零，使其長度為2N-1。因此自功率譜為：
式中當n=2N-1時的離散傅里葉變換(DFT)。
功率譜估計算法實現數字相關運算的重點是離散傅里葉變換(DFT)。DFT有其快速的算法FFT。對于IFFT，由于經過AD采集的數據為實信號，因此可采用快逮有效的實數FET算法。
2 系統硬件設
2．1 系統組成
微弱信號采集系統的總體框圖如圖1所示，系統以S3C4510B為核心，主要包含前置調理電路和采集電路兩大部分，主要由模擬信號檢測、濾波放大、數據采集處理、信號通信傳輸電路組成。
2．2 前置調理電路設計
前置調理電路主要有儀表放大器、二階低通濾波器組成。
數據采集系統中，若采集的信號為微弱信號，必須用放大器放大。然而通用放大器不適合放大微弱信號，因此選擇儀表放大器作為放大電路。儀表放大器為差分放大結構，因此有很強的抑制共模噪聲的能力，同時有很高的輸入阻抗和很低的輸出阻抗，而且具有增益高且穩定，失調電壓和溫漂小等優點，所以儀表放大器非常適合放大微弱信號。
另外，為了使輸出電壓在高頻段能夠快速下降，提高低通濾波器濾除噪聲的能力，這里選用了二階低通濾波器。前置調理電路原理如圖2所示。
在對微弱信號進行檢測的過程中，集成運放對電路的干擾很大，因此應選擇接近理想運放的放大器芯片。主要參數的要求是，具有較低的偏置電流、較低的輸入失調電壓和較低的零漂、較大的輸入電阻和較高的共模抑制比、較大的開環放大倍數。特別是在電流電壓轉換級，對集成運放的要求較高，如果輸入電流在nA級，一般要求運放的偏置電流在pA綴。目前市面上已經有很多滿足條件的運放，比如LMC6442、AD8571、OPA2703等。
模擬電路部分的儀表放大級采用了高性能運放LT1125，其帶寬為12．5 MHz，最大失調電壓為70μV，共模抑制比為112dB。
二階低通濾波器部分利用高速運放LT1355構成，其截止頻率為200 Hz，抑制高頻噪聲。另外，為減小嗓聲在信號傳輸過程中對信號的干擾，采用差分輸出放大器SSM2142，將單端信號轉換成差分信號進行傳輸，同時可以增強信號的驅動能力。
2．3 采集電路設計
采集電路由差分放大器SSM2141、增益放大器LT1355、A/D芯片ADC12062和ARM處理器S3C4510B組成，如圖3所示。
差分放大器SSM2141將輸入的差分信號再次轉換成單端信號。高速運放LT1355將單端信號放大，使其值符合A/D芯片輸入電壓范圍。
ADC12062作為模數轉換芯片，具有12位采樣精度，其基準電壓為4．096V。ADC12062采用CMOS工藝，具有低功耗的特點，功耗為75mW。 ADC有下降沿觸發中斷引腳，將此引腳與ARM的外部中斷引腳相連，ADC轉換完成以后，及時通知ARM讀取數據。
3 系統軟件設計
數據采集系統的軟件包括ARM初始化程序、中斷向量表和應用程序。
3．1 初始化程序和中斷向量表
系統啟動時首先運行ARM內部ROM的BOOTLOADER程序，通過這段程序，可以初始化硬件、建立內存空間映射圖。BOOT LOADER程序基本流程圖如圖4所示。
1)存儲器初始化主要配置芯片內外存儲器介質映射和實現地址空間的特殊存儲器。配置如下。
3．2 微弱信號處理算法的實現
本研究采用基于功率譜估計來實現數字相關算法，流程圖如圖5所示。
相關運算轉變為功率譜計算，要對采集數據進行快速傅里葉變換(FFT)和快速傅里葉反變換(IFFT)，其中FFT傅里葉算法是該程序模塊的重點，時間抽取(DIT)基2的FFT算法是較為合適的FFT算法。
圖6是FFT算法實現的基本框圖。在蝶形運算中，奇數序列和偶數序列分開計算，因此設計了偶數序列存儲單元和奇數序列存儲單元。
3. 3 AD數據采集軟件的實現
ADC12062作為模數轉換芯片，采用外部中斷向ARM芯片報告數據轉換完成，然后ARM讀取數據到數據存儲區，當數據存儲區滿后，上位機會啟動數據處理程序和上位機傳送數據程序。AD數據采集軟件的流程圖如圖7所示。
4 試驗研究
調試完畢后，對系統進行測試。與實驗相關的設備主要包括：雙路信號發生器AFG3102、示波器TDS2024B、雙路直流穩壓電源、雙相DSP鎖相放大器Signal Recovery 7265以及其他相關儀器。本實驗通過鎖相放大器的標定值與微弱信號檢測系統的測量值進行對比，從而得出系統的性能參數，實驗現場如圖8所示。
4．1 系統模擬電路部分測試
根據溶解氧傳感器輸出的微弱電流信號的特點，設計了電流型恒流源來模擬產生微弱電流信號，采用電壓轉化為電流電路來設計納安級電流源，并用鎖相放大儀器7265對輸出的電流值和相位進行標定。標定的電流信號的頻率為100Hz，相位為0度，標定范圍1．7～86.9 nA，如圖9所示電流源輸出隨輸入電壓變化曲線。圖10所示電流標定值與微弱信號檢測系統模擬部分的電流測量值，其中標定值表示鎖相放大器標定電流源的電流值，實測值表示由微弱信號檢測系統模擬部分的測試電流源的測試值。圖11所示電流標定值與微弱信號檢測系統測量值之間的誤差曲線，由均方差公式可得，電流精度為0．24 nA。
4．2 微弱信號檢測系統整體測試
檢測系統的模擬電路部分、數字部分和電腦界面整體構成一個模擬與數字的混合系統，即微弱信號檢測系統。圖12所示為電流標定值與微弱信號檢測系統的電流測試值，其中標定值表示鎖相放大器標定的電流源電流值，實測值表示由檢測系統的測試電流源測試值。圖13所示為電流標定值與微弱信號檢測系統測試值之間的誤差曲線，由均方差公式可得，電流精度為0．12nA。
5 結束語
該微弱信號檢測系統的設計性能超過了低端芯片，又接近于高端儀器，能夠測量1．7～86．9 nA電流信號，電流精度為0．12 nA，又實現了電路的小型化、簡單化、形象化、低成本設計。利用ARM實現基于數字相關的算法，改善信噪比，有效恢復淹沒于強背景噪聲中的微弱信號。最后通過對模擬低頻微弱信號的檢測實驗，充分顯示了該系統在微弱信號檢測方面的實用性和有效性。
