摘要：為在高線性的前提下提高WCDMA基站系統中功率放大器的效率，仿真設計了一款工作于2.14 GHz頻段不對稱功率驅動的Deherty功率放大器。基于ADS平臺，采用MRF6S21140H LDMOS晶體管，通過優化載波放大器和峰值放大器的柵極偏置電壓改善三階互調失真（IMD3），同時通過調節輸入功率分配比例改善由于峰值放大器對載波放大器牽引不足導致的失配問題，從而改善不對稱Doberty功率放大器的輸出性能。仿真結果表明，當載波放大器的柵極偏置電壓為2.84V,峰值放大器的柵極偏置電壓為0.85 V并且輸入功率比例為1:2.3,輸出功率為44 dBm時其功率附加效率（PAE）為24.21%,IMD3為-44.46 dBc,和傳統AB類平衡功率放大器相比PAE提高了8.58%,IMD3改善了6.98dBc.
對于現代無線通信系統，多載波、寬帶、高傳輸速率已經成為其發展的方向。隨著頻譜資源的日益緊張，為了在有限的帶寬內傳輸更多的數據，在WCDMA系統中采用BPSK和QPSK等非線性調制方式，系統的瞬時傳輸功率產生較高的峰均比，功率放大器需要通過較大的功率回退的方式來滿足系統對線性度的要求。目前WCDMA基站或直放站中的功率放大器是最主要的功耗單元，為了滿足系統線性度的要求通常偏置在A類和AB類，效率都比較低，一般在8%~15%.因此，研究設計線性高效的射頻功率放大器成為功率放大器研究領域的一個熱門課題，Doberty結構的功率放大器以其效率高、實現方法簡單、成本低廉等優點引起了人們越來越多的關注和研究。本文基于ADS仿真平臺，在深入研究分析Doherty結構的工作原理和優缺點的基礎上，設計了一款滿足WCDMA基站性能要求的不對稱Doberty功率放大器。
1 不對稱Doberty功率放大器的基本理論
1.1 傳統Doberty功率放大器的工作原理
傳統Doberty功率放大器的結構示意圖如圖1所示，它一般由載波放大器（Carrier Amplifier）和峰值放大器（PeakingAmplifier）并行連接組成。其中載波放大器一般偏置在AB類工作模式，輸出端串聯一個微帶線起阻抗變換的作用；峰值放大器一般偏置在C類工作模式，輸入匹配網絡前端附加的微帶線起到相位平衡的效果。
圖1 傳統Doberty功率放大器的結構示意圖
由圖1可以看出，傳統Doberty結構的功率放大器有兩種工作狀態：低輸出功率狀態（圖1中的有斜條紋）和高輸出 功率狀態（圖1中的無斜條紋）。在高輸出功率狀態，理想情況下2個放大器的輸出電流大小相等，載波放大器和峰值放大器產生相等的輸出功事。這時載波放大器和峰值放大器的負載阻抗都為R0,通常情況下R0=50Ω。在低輸出功率狀態，峰值放大器截止不工作，只有載波放大器導通工作。理論上此時的峰值放大器的輸出阻抗趨于無窮大，峰值放大器對負載網絡阻抗的影響可以忽略。載波放大器輸出端的負載阻抗通過特性阻抗為的R0的λ/4微帶線將的R0/2變換到2R0,這樣可以實現在低輸出功率狀態下高的負載阻抗達到效率的提高。此時載波放大器的飽和輸出功率要比總的峰值輸出功率小4倍，即傳統Doherty功率放大器在低輸出功率區域的飽和輸出功率要比峰值飽和輸出功事低6 dB,從而實現了提前飽和的目的，提高功率回退時的效率。
1.2 不對稱Doherty功率放大器的基本理論
傳統Doherty結構的功率放大器，載波放大器偏置在AB類，而峰值放大器一般偏置在C類，當輸入的信號相同，峰值放大器的電流必然低于載波放大器的電流。在輸出功率飽和時由于兩個放大器的輸出電壓相等，峰值放大器的輸出功率必然小于載波放大器的輸出功率，這與理想的情況不同。根據有源負載牽引理論，當峰值放大器的電流沒有達到理想值時，必然導致峰值放大器對載波放大器的牽引不足，使得載波放大器的輸出阻抗在從高阻100Ω向50 Ω的低阻抗變化過程中，沒有牽引到50 Ω，最終影響到Doherty功率放大器的性能。不對稱Doherty功率放大器是在傳統Doherty功率放大器的基礎上做的改進，一般有不對稱功率驅動和不同的功率放大器管這兩種實現方法。和采用不同的功率放大器管這種實現方法相比，不對稱功率驅動的方案在結構上要相對簡單，容易實現。對于不對稱Doherty功率放大器，在低輸出功率狀態，載波放大器偏置在AB類，峰值放大器截止，功率放大器的線性度主要取決于載波放大器。在高輸出功率狀態，不對稱Doherty功率放大器的線性度可以通過調節兩個功率放大器管的柵極偏置優化IMD3性能。因此在設計中，可以不斷的調節載波放大器和峰值放大器的輸人功率分配比和柵極偏置電壓，使得設計的不對稱功率放大器性能最佳。在下面的章節中，基于ADS仿真平臺，選用飛思卡爾的MRF6S21140H功放管設計了一款工作在2.14 GHz頻段WCDMA基站的不對稱功率驅動的Doherty功率放大器。
2 不對稱Doherty功率放大器的仿真設計
在仿真設計中，利用ADS平臺可以很好的簡化設計步驟，縮短研發周期，仿真設計中所用到的MRF6S21140H功放管模型是由飛思卡爾提供的一種半經驗模型。仿真設計中通過對晶體管直流偏置和穩定性的仿真分析，確定了晶體管的靜態工作點和穩定狀態。利用ADS中的負載牽引和源牽引仿真得到晶體管一簇不同阻抗值的等功率圓和等效率圓，分析得到適用于不對稱Doherty功率放大器的最佳阻抗值，同時在偏置電路中應用優化阻抗法較好地降低了電記憶效應。通過在匹配網絡中綜合考慮補償網絡的設計思想，設計補償線，更有效的抑制了不對稱Doherty功率放大器的功率泄露，提高了輸出效率。在完成不對稱Doherty功率放大器的各個模塊的仿真設計后，調整輸入端微帶線使得載波放大器和峰值放大器兩條支路輸出信號的相位對齊，并通過原理圖-版圖聯合仿真優化設計的不對稱功率放大器的性能，提高了仿真的精確度，縮小仿真和實際應用的差距。同時對比在不同的輸入端功分器的功率分配比例和柵極偏置電壓的仿真結果，發現當載波放大器的柵極偏置電壓為2.84V,峰值放大器的柵極偏置電壓為0.85V,漏極偏置電壓為28V時，輸入端功分器的功率分配比為1:2.3的不對稱Doherty功率放大器的性能最佳。圖2為1:2.3不對稱功率驅動的Doherty功率放大器與AB類平衡功率放大器的功率附加效率（PAE）比較曲線圖。從圖2可以看出，峰值飽和輸出功率約為55.8dBm,因此不對稱結構能改善由于峰值放大器對載波放大器牽引不足導致的失配問題，使得蜂值飽和輸出功率較為理想。當從峰值輸出功率回退11.8dB時，即輸出功率為44dBm,仿真得到的1:2.3不對稱功率驅動的Doherty功率放大器PAE為24.21%,AB類平衡功率放大器的PAE為15.63%.因此1:2.3不對稱功率驅動的Doherty功率放大器比AB類平衡功率放大器的PAE提高了8.58%。
圖2 不對稱Doherty功放與AB類平衡功放的PAE比較曲線圖
分析圖3的不對稱功率驅動的Doherty功率放大器與AB類平衡功率放大器的三階互調失真（IMD3）比較曲線圖可以發現，設計的1:2.3不對稱功率驅動的Doherty功率放大器的線性度較為理想。當輸出功率為43 dBm時，1:2.3不對稱功率驅動的Doherty功率放大器的IMD3為-42.24 dBc,AB類平衡功率放大器的IMD3為-36.61 dBc,1:2.3不對稱功率驅動的Doherty功率放大器在IMD3指標上改善了5.63dBc.當輸出功率為44 dBm時，1:2.3不對稱功率驅動的Doherty功率放大器的IMD3為-44.46dBc,AB類平衡功率放大器的IMD3為-37.48dBc.1:2.3不對稱功率驅動的Doherty功率放大器在IMD3指標上改善了6.98dBc。
圖3 不對稱Doherty功放與AB類平衡功放的IMD3比較曲線圖
對比上述的仿真結果可以看出（對比結果如表1所示），采用1:2.3不對稱功率驅動的Doherty功事放大器能夠很好的實現高線性和高效率的良好折中，設計出的功率放大器的仿真結果性能良好，和目前在實際中常采用的AB類平衡功率放大器相比在高線性度的要求下效率上有很大的提高。
表1 性能比較
3 結束語
為了適應現代無線通信系統中對功率放大器提出的高效率高線性度的要求，本文基于ADS仿真平臺，采用飛恩卡爾的MRF6S21140H功放管設計出一款適合于2.14 GHz頻段WCDMA基站的不對稱功率驅動的Doherty功率放大器。仿真結果表明設計的1:2.3不對稱功率驅動的Doherty功率放大器在載波放大器的柵極偏置電壓為2.84 V,峰值放大器的柵極偏置電壓為0.85 V且漏極偏置電壓都為28 V時的性能良好。在輸出功率為44 dBm,設計的1:2.3不對稱功率驅動的Doherty功率放大器的PAE為24.21%,IMD3為-44.46dBc,和AB類平衡功放相比PAE提高了8.58%,IMD3改善了6.98dBc。從仿真結果可以看出，不對稱Doherty功率放大器結構簡單，效率較高且線性度好，非常適合于WCDMA移動通信基站和直放站的應用。
